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1 同步整流正激变换器 

图 l给出的是一种电压 自驱动同步整流正激 变换器 ,图 1中两个与变压器耦合 的分离辅助绕组N4、 N5用来分别 驱动两个 同步整流管 S201 、 S202。当主开关管导通时 ,变压器副边绕组上正下负 ,S201栅极电压为高, 导通整流; 主开关管截止时, 副 边绕组下正上负, 续流S202栅极为高, 导通续流。
 正激变换器 中,同步整流S201 。的运行情况与 变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的 辅助绕组复位电路, 在复位结束过程之后, 变压器 电压保持 为零的死区时间内,输出电流流经续流 同步整流管S202, 但是S202栅极无驱动 电压 , 所以 
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输出电流必须流经S202 的体二极管。MOSFET体二极管的正向导通电压高 ,反向恢复特性差 , 导通损耗非常大 ,这就使采用 MOSFET整流的优势大打折扣, 为了解决这一问题, 较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个 肖特基二极管D201在S202截止的时间内, 代替S202的体二极管续流, 这一方法增加的元件不多, 线路简单, 也很实用。
为了优化驱动波形 ,可以采用分离 的辅助绕 组来分别驱动两个同步整流管 ,比起传统的副边绕组直接驱动 的同步整流变换器来说 ,这种驱动 方式无工作电流通过驱动绕组 ,因此不需要建立 输 出电流的时间 , MOSFET能够迅速开通 ,开通时的死 区时间即体二极管导通 的时间减少了一半 。另一方面驱动电压不只局限于副边电压 ,可以通 过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压 。
2 轻载条件下的同步整流  

对于正激变换器 , 在主开关管截止的时间里 ,输出电流是靠输出储能 电感里的能量维持 的,因此变换器有两种可能 的运行情况 :电感电流连续 模式( CCM, continuous current mode) 和电感电流 断续模式(DCM,discontinuous current mode)。
 2. 1 电感电流连续模式 CCM
当负载电流较大时 ,电感电流在整个周期内都不会下降到零,每个开关周期可以分为两个阶段 ,在t1阶段 ,S201导通 , S202截止,电感两端的电压为Vs一Vo( 其中,Vs为变压器副边绕组 电压 ,Vo为 变换器输出电压 ),电感电流持续上升;t2阶段,S201关断,S202导通,电感两端电压为-Vo,电感电压持续下降。稳态时, 一个开关周期内, 滤波电容C的平均充电电流与放电电流相等,故变换器输出的 负载电流平均值Io就是iL的平均值 ,由于负载电流较大,电感电流iL在整个周期中都不会下降至零,电感电流方向不发生变化,如图 2( a) 所示 。
当负载电流Io减小时,ILmax和ILmin,都减小,当负载电流Io减小到使ILmin在Toff结束时恰好为零,2(b) 所示 , 此时的负载 电流称之为临界电流
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当负载电流进一步减小时,对于副边采用传 统二极管续流工作的正激变换器来说 ,将会出现电感电流断续 的工作情况, 如图 2( C) 所示。
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当副边采用同步整流工作时,由于续流MOSFET的双向导通的特性,使得此时的电感电流能够反向, 如图2(d) 所示,产生环流。有了环流 就会消耗环流能量。这个能量的大小和输出滤波 电感有关 , 输 出滤波电感越小,环流就会越大,环流能量越大 , 损耗也越大。所以由于同步整流器不 能从 CCM模态 自动切换到 DCM模态 ,轻载时就 会产生很大的环流损耗。环流损耗 、开关驱动损耗 和开关损耗使得变换器轻载时的效率较低。
为了避免电感电流轻载时反向形成环路电流 , 可以采用如图 3所示 的驱动电路 。S201、S202为两个同步整流管 ,Vdd为一基准电压,R211和R212分压后产生一个电压给定值加在比较器的同向输人端 ,比较器的反向输人端接在输出电流取样电阻R210上。当输 出电流高于临界输出电流 ,比较器输出高电平 ,主开关管截止期间 , S202、S203导通 , 高电位加至续流 MOSFET S202栅极 ,S202导通续流 ;当输出电流低于临界电流时,比较器输出低电位,S204、S203、S202均截止 ,这个时候 的续流工作就交由与S202并联的肖特基管D201完成, 由于肖特基的单向导电性避免了环路电流的形成。

 值得注意的是,续流 MOSFET一定要在反向电流产生前截止。如果 已经产生了反 向电流以后 才使 MOSFET截止, 此时反向电流迅速下降, 产生很大的 di/dt, 会在续流 MOSFET源极和漏极两端产生很高 的电压尖峰 ,这个电压尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐压 , 使续流 MOSFET击穿 ,如图4的试验波形所示 。
 

在这种控制方式下 ,重载时 由续流同步整流 管续流, 轻载时由肖特基管续流, 电感电流将进入 DCM模 式 , 这样减少 了导通损耗 ,提高了轻 载时 变换器的效率 。
 2. 2 电感电流断流模式(DCM)
 在这种情况下, 每个周期可以分为三个 阶段 ,t1 和t2阶段 同上述 CCM相同。如果在进入t3时刻 时,电感两端电压和电感电流为零 ,电路就刚好处于稳态,不会出现振荡,但实际电路中, 很难保证这两个条件的满足。
 在t3阶段,S201和S202均处于关断状态,由电感L201寄生电容Cp,负载电容C201与负载并联构成了LC振荡回路,考虑到C201>>Cp,可以求得振荡频率为


这个频率往往很高,会在S202源极和漏极两端形成明显的振荡,也就是通常所说的振铃现象,这个过程通常来说是欠阻尼振荡,如图5的试验波形所示。


由于DCM模式能够避免轻载时环路电流的产生,却可以大大提高了变换器轻载时的效率。两种电路模式的效率对比如图6所示。


3 结语  

在轻载工况下,采用关断续流MOSFET使得正激变换器副边工作在DCM模式下,可以显著提高同步整流变换器轻载时的效率。实验证明,采用如图3所示的电路能够完成轻载时副边电流CCM到DCM的转化,是提高正激变化器轻载效率的一种可行的方法。


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| 发布时间:2017.06.28    来源:ag捕鱼王3d官网平台厂家
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